2024, Vol. 43
文章编号: 2096-3203(2024)06-0033-10 中图分类号: TM41
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 郭宛鑫(1998), 女, 硕士在读, 研究方向为模块化多电平换流器建模、控制及其在电力系统中的应用(E-mail：419005279@qq.com); |
鄢寅宇(1996), 男, 博士在读, 研究方向为模块化多电平变换器先进拓扑建模及控制。
近年来，能源结构逐渐转型，风能、光能等可再生能源以及直流负荷在配电网中的应用日益广泛，影响传统配电网的运行稳定性。随着城市负荷多样性需求不断提高，用户对电能稳定性、高效性和经济性的要求也日益增高，兼具可靠性、安全性和稳定性的交直流混合配电网是未来配电网发展的重要形式[1-5]。
固态变压器(solid-state transformer, SST)具有多电压等级接入、高频隔离和控制灵活等特征，在交直流混合配电网中极具应用潜质[6-11]。SST具备多电压等级、多电压形态的端口，使得电能可在交直流、高低压端口之间进行传输。尽管SST具有很强的性能优势，但电力电子装置价格昂贵，且现有SST功率密度及转换效率都较低[12]，限制了其在交直流混合配电网中的发展。因此，从减少SST功率变换级数和SST模块数量的角度出发，研究具有高功率密度、高转换效率且含中压直流(medium voltage direct current, MVDC)端口的SST十分必要。
模块化多电平换流器(modular multi-level converter, MMC)能够通过电压源变换器的共模、差模连接方式构造出中压直流端口，已被用于构造面向交直流混合配电网应用的MMC-SST输入级。根据MMC-SST中间级双向有源全桥(dual active bridge, DAB)变换器连接方式的不同，主要有2种代表性拓扑。一是输入串联输出并联(input series output parallel, ISOP)型MMC-SST，即将DAB构造成ISOP结构作为SST的中间级与输入级MMC的中压直流(medium voltage direct current，MVDC)端口相连[13-17]；二是DAB型MMC-SST，即在输入级MMC的每一个子模块后接入一个DAB[18-23]，形成子模块(submodule，SM)-DAB模块。在ISOP型MMC-SST中，使用到的DAB数量较少，SST具备较高的功率密度。DAB型MMC-SST拓扑具有控制灵活、易于实现冗余容错等优点，然而每个子模块的直流侧都需要连接DAB，故在中压配电网中使用时，需要大量的开关器件。并且传统半桥子模块(half bridge submodule, HBSM)结构的DAB型MMC-SST无法清除短路故障电流。
一些改进结构可抑制短路故障电流或使SST具备故障电流阻断能力[24-32]。文献[24-28]从输入级MMC的子模块出发，将HBSM替换成全桥子模块(full bridge submodule, FBSM)、钳位双子模块[24]、增强型混合子模块[25]、单钳位子模块[26]，移位FBSM[27]，反并联绝缘栅双极晶体管(insulated-gate bipolar transistor, IGBT)子模块[28]等具备负压输出能力的子模块。文献[29-32]从MMC的整体结构着手，通过增加额外支路实现故障电流清除，或者通过在故障时刻增加回路电阻、电感抑制故障电流峰值，缩短故障电流清除时间。此类改进型拓扑均需要增加额外开关器件，增加了DAB型MMC-SST的建设成本。
综上所述，与ISOP型MMC-SST相比，现有DAB型MMC-SST虽然可以阻断直流短路故障，但也存在着开关器件多、投资成本高等问题。因此，文中对传统DAB型MMC-SST的拓扑进行改进，提出基于钳位子模块的开关对复用(clamped switch pair integrated submodule, CSPI)型MMC-SST拓扑，通过开关对复用，有效减少开关元件数量，降低DAB型MMC-SST投资成本。此外，为确保拓扑中的高频变压器能够正常工作，文中采用一种子模块混频调制方法。根据拓扑中MMC端口和DAB端口的结构特性，基于共模差模频率解耦原理，无须添加额外的滤波电路，可实现高频、低频解耦，进一步提高SST的功率密度，具有更高的经济性。最后，在MATLAB/Simulink中对所提拓扑及控制方法的有效性进行仿真验证。
1 CSPI型MMC-SST拓扑文献[33]给出了传统DAB型MMC-SST的通用拓扑，文中所提CSPI型MMC-SST对上述拓扑中的SM-DAB模块进行改进，CSPI拓扑如图 1所示。在CSPI中，高频变压器T左侧为前级电路，右侧为后级电路，CSPI型MMC-SST由多个CSPI前级串联后级并联组成。在前级电路中，开关管S1和S2串联构成开关对1，开关管S3和S4串联构成开关对2，电容C1和C2串联构成电容桥臂。在此基础上，保护开关管Sf串联在开关对1中且与S1、S2串联方向相反，保护二极管Df将Sf的下端点与电容桥臂的中点连接起来。后级电路与传统DAB型MMC-SST子模块的后级电路结构相同，由开关管Q1—Q4构成的H桥整流电路和一个输出并联电容Co组成。开关对1、电容桥臂、保护开关管Sf和保护二极管Df共同构成了MMC子模块中的二极管钳位子模块结构[34]；开关对1、开关对2、电容桥臂、高频变压器、高频变压器的漏感Lr和后级电路共同构成了DAB结构。从开关对1的中点和Sf的下端点引出连接线构成MMC端口，从开关对1的中点和开关对2的中点引出连接线构成DAB端口。可见，文中所提CSPI型MMC-SST在DAB型MMC-SST的基础上复用了一对开关对，从而减少了开关器件。
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图 1 CSPI拓扑 Fig. 1 The topology of CSPI |
就CSPI型MMC-SST与传统DAB型MMC-SST在元器件数量以及是否具备故障阻断能力两方面进行比较，具体结果如表 1所示。其中，N为SST桥臂中包含的子模块数目。传统DAB型MMC-SST拓扑如图 2所示。在DAB型MMC-SST中，HBSM型拓扑不具备故障阻断能力，FBSM型拓扑虽具备故障阻断能力，但相对HBSM型拓扑所使用的元器件数量有所增多。文中所提CSPI型MMC-SST不仅具备故障阻断能力，且与HBSM型拓扑相比，使用的开关管数量更少。同时，随着开关管数量的减少，所使用的驱动电路、保护电路和开关电源等辅助电路一并减少。由于辅助电路的减少，单元与控制器通信的需求也相应降低。这些对于单元数量庞大的装置来说，不仅可以有效降低硬件复杂度，也通过减少硬件配置降低了装置故障率。
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表 1 CSPI型MMC-SST与传统DAB型MMC-SST对比 Table 1 Comparison of CSPI-type MMC-SST and conventional DAB-type MMC-SST |
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图 2 传统DAB型MMC-SST拓扑 Fig. 2 Conventional DAB-type MMC-SST topology |
综上所述，文中所提CSPI型MMC-SST拓扑使用较少的元器件便可让SST具备故障阻断的能力，与传统DAB型MMC-SST拓扑相比，更具经济优势和性能优势。
2 正常工况下CSPI型MMC-SST工作原理分析 2.1 CSPI工作模式分析由第1章拓扑分析可知，CSPI中MMC端口输出电压upn由开关器件S1、S2的导通状态决定，DAB端口电压uh由开关器件S1—S4的导通状态决定。在正常工况下，CSPI中开关器件Sf处于恒定导通状态，因此对于输入级MMC而言，由开关对1、电容桥臂以及Sf、Df组成的子模块相当于半桥结构，upn只有0和电容桥臂电压2种情况。在分析中，认为电容C1和C2上的电压均稳定在额定值Uc。正常工况下CSPI前级电路4种工作模式的等效电路如图 3所示。图 3中，R为开关器件的导通电阻；iau为模块MMC端口输入正向电流；ih为DAB端口输出电流。
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图 3 正常工况下CSPI工作原理示意 Fig. 3 Schematic diagram of CSPI working principle under normal working condition |
(1) 模式1。开关器件S1、S3导通，S2、S4关断。此时流经电容桥臂的电流为iau，电流路径如图 3(a)所示。忽略导通开关器件上的电压，在该模式下MMC端口输出电压upn为2Uc，DAB端口电压uh为0。
(2) 模式2。开关器件S1、S4导通，S2、S3关断。此时流经电容桥臂的电流为iau-ih，电流路径如图 3(b)所示。忽略导通开关器件上的电压，在该模式下MMC端口输出电压upn为2Uc，DAB端口电压uh为2Uc。
(3) 模式3。开关器件S2、S3导通，S1、S4关断。此时流经电容桥臂的电流为ih，电流路径如图 3(c)所示。忽略导通开关器件上的电压，在该模式下MMC端口输出电压upn为0，DAB端口电压uh为-2Uc。
(4) 模式4。开关器件S2、S4导通，S1、S3关断。此时电容桥臂被旁路，电流路径如图 3(d)所示。忽略导通开关器件上的电压，在该模式下MMC端口输出电压upn为0，DAB端口电压uh为0。
由上述分析可知，正常工况下，在CSPI的MMC端口可以得到一个高电平为2Uc、低电平为0的两电平电压波形；在DAB端口可以得到一个正负幅值均为2Uc的三电平电压波形。
2.2 CSPI混频调制在MMC-SST正常工作时，MMC端口要连接低频的交流电网，而DAB端口要连接高频变压器，开关对1的调制信号中需要同时包含高频分量和低频分量。因此须消除开关对1中高频信号对MMC端口的影响以及低频信号对DAB端口的影响。
文中基于混频调制原理[35]，通过构造互补子模块对消除MMC桥臂输出电压高频分量的差模。具体实现方法为在输入级MMC的桥臂中定义一个与CSPI对应的高频消除CSPI1，组成互补子模块对。CSPI1中开关对1的调制波直流分量和基频分量与CSPI相同，高频分量与CSPI相反。CSPI模块开关对1的调制信号为：
| $ u_{\mathrm{r}}(t)=1+\frac{m_1}{2} \sin \left(\omega_1 t+\theta_1\right)+\frac{m_2}{2} \sin \left(\omega_2 t+\theta_2\right) $ | (1) |
式中：m1、m2分别由MVDC端口以及低压直流(low voltage direct current, LVDC)端口的功率需求决定，且满足|m1+m2|≤2；m1/2、ω1、θ1分别为低频调制波的调制比、角频率和初相角；m2/2、ω2、θ2分别为高频调制波的调制比、角频率和初相角。根据文献[35]推导MMC端口输出电压的傅里叶级数表达式并进行分析。由于MMC端口连接基频交流电，可以在桥臂内对高频信号进行解耦。由MMC-SST拓扑可知，桥臂内各个CSPI模块的MMC端口串联，由差模解耦原理即可消除高频电压分量。因此，令每个桥臂CSPI模块的数量为偶数，且两两高频分量互补，直流分量和基频分量相同，即可保证在低频交流信号不受影响的前提下消除高频电压信号。与CSPI互补的高频消除CSPI1开关对1的调制信号表达式为：
| $ u_{\mathrm{r} 1}(t)=1+\frac{m_1}{2} \sin \left(\omega_1 t+\theta_1\right)-\frac{m_2}{2} \sin \left(\omega_2 t+\theta_2\right) $ | (2) |
进而得到CSPI模块和高频消除CSPI1模块串联后的MMC桥臂输出电压表达式为：
| $ u_{\mathrm{pn}}(t)=2 U_{\mathrm{c}}\left(1+\frac{m_1}{2} \sin \left(\omega_1 t+\theta_1\right)\right) $ | (3) |
分析可知，该调制方法可以实现MMC桥臂输出电压的高频消除，具体方法示意如图 4所示。
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图 4 MMC桥臂输出电压高频分量消除示意 Fig. 4 Schematic diagram of high frequency component elimination for MMC bridge arm output voltage |
由CSPI拓扑原理可知，DAB端口与高频变压器相连，为确保高频变压器正常工作，DAB端口必须要输出高频电压。DAB端口由开关对1和开关对2的中点引出线构成，由于开关对1中同时包含高频和低频2种频率的调制信号，故开关对2的调制信号也必须同时含有高频和低频的调制信号。CSPI的DAB端口输出电压属于差模电压，其值等于开关对1输出电压减去开关对2输出电压，因此开关对2的调制信号采用开关对1的共模直流和低频调制信号、差模高频调制信号，开关对2的混频调制信号为：
| $ \begin{gathered} u_{\mathrm{r} 2}(t)=u_{\mathrm{r} 1}(t)= \\ 1+\frac{m_1}{2} \sin \left(\omega_1 t+\theta_1\right)-\frac{m_2}{2} \sin \left(\omega_2 t+\theta_2\right) \end{gathered} $ | (4) |
进而得到DAB的端口输出电压为：
| $ u_{\mathrm{h}}(t)=m_2 U_{\mathrm{c}} \sin \left(\omega_2 t+\theta_2\right) $ | (5) |
由式(5)可知，在开关对2中采用开关对1的共模直流和低频调制信号、差模高频调制信号，可以使DAB端口仅输出高频电压信号。DAB端口输出电压低频分量消除方法示意如图 5所示。
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图 5 DAB端口输出电压低频分量消除示意 Fig. 5 Schematic diagram of low frequency component elimination for DAB port output voltage |
当MVDC侧发生直流短路故障时，为避免短路电流过大对SST产生影响，需要在短时间内清除短路电流，将MVDC端口电压降为0。文中所提拓扑通过MMC端口清除直流短路故障电流，故在分析直流短路故障清除工作原理时只给出MMC端口部分电路。
在检测到直流短路故障发生后，立即闭锁所有开关器件。直流短路故障时CSPI工作原理及闭锁等效电路如图 6所示。当桥臂电流iau≥0时，CSPI中的电容C1和电容C2相当于串联，桥臂电流给两电容充电，upn为2Uc，CSPI相当于一个电压大小为2Uc的子模块电容和二极管串联接在电路中。当桥臂电流iau < 0时，CSPI中只有电容C2接入回路中，upn为Uc，CSPI相当于一个电压大小为Uc的子模块电容和二极管串联接在电路中。
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图 6 直流短路故障时CSPI工作原理及闭锁等效电路 Fig. 6 Operation principle and blocking equivalent circuit of CSPI when DC short-circuit fault occurs |
将文中所提CSPI型MMC-SST拓扑用图 6的闭锁等效电路替换，每个桥臂子模块总数为N，得到图 7所示的CSPI短路故障电流路径。对a、c两相进行分析。
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图 7 CSPI短路故障电流路径 Fig. 7 Short circuit fault current path of CSPI |
设MVDC侧正极对负极的的电压为Udc，在分析中认为CSPI中电容C1和C2上的电压均稳定在额定值Uc，交流系统线电压峰值为Uac，导通的二极管承受的正向电压为Udiode。
当桥臂电流iau≥0时，如图 7(a)所示，可以得到：
| $ U_{\mathrm{dc}}=2 N U_{\mathrm{c}} $ | (6) |
| $ U_{\text {diode }}=U_{\mathrm{ac}}-2 N U_{\mathrm{c}} $ | (7) |
当桥臂电流iau < 0时，如图 7(b)所示，可以得到：
| $ U_{\mathrm{dc}}=N U_{\mathrm{c}} $ | (8) |
| $ U_{\text {diode }}=U_{\mathrm{ac}}-N U_{\mathrm{c}} \mathrm{C} $ | (9) |
正常工作时，调制度小于等于1，因此可以得到：
| $ U_{\mathrm{ac}} \leqslant \frac{\sqrt{3}}{2} U_{\mathrm{dc}} $ | (10) |
当桥臂电流iau≥0时，将式(10)代入式(6)、式(7)中，得到：
| $ U_{\text {diode }} \leqslant 2 N U_{\mathrm{c}}\left(\frac{\sqrt{3}}{2}-1\right) $ | (11) |
同理，当桥臂电流iau < 0时，得到：
| $ U_{\text {diode }} \leqslant\left(\frac{\sqrt{3}}{2}-1\right) N U_{\mathrm{c}} $ | (12) |
由式(11)、式(12)可以看出，无论桥臂电流方向为正还是负，导通的二极管承受的正向电压都为负，二极管都无法导通，也就不存在图 7中的短路故障电流路径。由图 7可知，当所有开关器件闭锁后，桥臂中的电流是电感放电电流，其通过二极管向子模块电容充电并迅速下降。这使得系统可以在不断开交流断路器的情况下消除直流故障电流。此外，由于子模块电容在系统进入闭锁状态后被故障电流充电，电容电压不会下降到很低的水平，这对故障后重新启动非常有利。
4 仿真验证为验证文中所提CSPI型MMC-SST拓扑及相应的基于共模、差模解耦的混频调制策略的有效性，基于MATLAB/Simulink搭建相应的仿真模型。仿真所采用的拓扑由输入级MMC、中间级DAB和输出级3个部分组成。其中输入级MMC提供了中压交流(medium voltage alternating current, MVAC)端口和MVDC端口，MVAC端口与三相交流电网相连，MVDC端口直接与负载相连；中间级DAB的输出并联形成LVDC端口，LVDC端口直接与负载相连；在LVDC端口上连接三相逆变器，提供了低压交流(low voltage alternating current, LVAC)端口，输出级逆变器不会对整体的控制产生影响，故在仿真中没有给出。CSPI型MMC-SST的电路参数如表 2所示，仿真验证所采用的拓扑如图 8所示。
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表 2 CSPI型MMC-SST的电路参数 Table 2 Circuit parameters of CSPI-type MMC-SST |
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图 8 CSPI型MMC-SST仿真拓扑 Fig. 8 Simulation topology of CSPI-type MMC-SST |
为说明文中所提CSPI型MMC-SST拓扑及相应控制方法的有效性，分别在正常工况和直流短路故障工况下对其进行仿真验证。
4.1 正常工况为验证文中所提CSPI型MMC-SST在正常工况下运行时具有良好的动态性能，在3 s时LVDC侧发生负载突变，则正常工况下的仿真结果如图 9所示。
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图 9 正常工况下的仿真结果 Fig. 9 Simulation results under normal working condition |
图 9(a)和图 9(b)分别为CSPI频率解耦后的MMC端口输出电压波形和DAB端口电压波形。由仿真结果可知，MMC端口输出电压为三电平电压波形，直流电压偏置为2Uc，电压频率与MVAC端口频率保持一致。DAB端口输出电压为高频脉冲电压波形，其正负幅值均为2Uc，电压频率与高频调制信号频率相同。文中所提CSPI采用混频调制策略，无需滤波电路便可实现高频调制信号与低频调制信号的解耦，与2.2节中的分析一致。
图 9(c)—图 9(f)分别为CSPI型MMC-SST的LVDC端口电压波形、MVDC端口电压波形、MVAC端口三相电流波形以及a相单个CSPI模块电容C1、C2的电压波形。从SST的3个端口仿真结果可知，在LVDC侧发生功率突变前后，文中所提CSPI型MMC-SST均可保持正常工作，且在整个动态变化过程中，SST的各个端口均能保持较好的稳定性。三相交流电流平稳增加，MVDC端口电压波动仅为额定值的2%，LVDC端口电压波动仅为额定值的10%。当系统处于稳态运行时，MVDC端口、LVDC端口的电压波动幅度不超过额定值的±0.2%，这说明文中所提SST具有良好的稳态性能。
4.2 直流短路故障工况对文中所提CSPI型MMC-SST拓扑在MVDC侧发生直流短路故障下的工况进行验证。在2.99 s时，MVDC端口发生短路故障，短路阻抗为0.1 Ω，系统在3 s时检测到故障，并切换到故障运行工况，直流短路故障工况下的仿真结果如图 10所示。图 10(a)—图 10(d)分别为发生直流短路故障后MVAC端口三相电流波形、a相上下桥臂子模块电容桥臂电压波形、MVDC端口电流波形以及MVDC端口电压波形。
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图 10 直流短路故障工况下的仿真结果 Fig. 10 Simulation results when DC short-circuit fault occurs |
由图 10可知，直流侧稳态电流约为250 A，电压为20 kV。故障发生后，直流侧电压跌落至0，直流电流在短时间内上升到887 A左右，交流电流和桥臂电流随之增大。大约2.6 ms后，直流侧电流在所有IGBT被阻断的情况下流过电容后迅速下降到0，交流侧电流和桥臂电流也随之下降为0，说明子模块闭锁会阻断交流侧向直流侧馈入能量，故障发生后电容的反向电压使二极管不再具有续流能力，因此交流侧电流和桥臂电流迅速降至0，故文中所提CSPI型MMC-SST拓扑及相应的控制方法可清除直流短路故障。
5 结论针对传统DAB型MMC-SST开关器件过多的问题，文中提出一种具备故障清除能力的CSPI型MMC-SST拓扑，并针对其结构特点提出一种基于共模、差模解耦原理的混频调制方法。通过仿真验证了所提拓扑及控制方法的有效性，主要结论如下：
(1) 文中所提CSPI型MMC-SST拓扑与传统DAB型MMC-SST拓扑相比，利用输入级MMC的结构，通过开关对复用，大量减少了开关器件数目。
(2) 文中所提CSPI型MMC-SST拓扑与HBSM型MMC-SST拓扑相比，可以在提高MMC-SST功率密度的同时具备直流短路故障清除能力，供电可靠性更高。
致谢
本文得到江苏省高校自然科学基金面上项目(22KJB470005)资助，谨此致谢！
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