2022, Vol. 41
文章编号: 2096-3203(2022)01-0201-06 中图分类号: TM41;TM46
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 袁晓冬(1979), 男, 硕士, 研究员级高级工程师, 从事电能质量与新能源研究工作(E-mail: 1838658@qq.com); |
史明明(1986), 男, 博士, 高级工程师, 从事电力电子技术相关工作
电力电子变压器(power electronic transformer，PET)不仅具有电压等级变换和电气隔离功能，还能实现电能质量控制、装置自动保护、不同电压等级的交直流端口之间能量双向流动，增加了配电网的灵活性和可靠性[1-4]，是未来智能电网、能源互联网发展的关键设备之一。
PET技术在过去二十年取得了较大进步，文献[5-10]对比分析了多种PET电路拓扑，针对控制性能、功率密度、应用场合等多方面展开讨论。应用于配电网的PET通常采用级联H桥(cascade H-bridge，CHB)结构[11]，隔离环节采用串联谐振型双有源桥(series resonant dual active bridge, SRDAB)变换器实现DC-DC变换，因此，CHB-SRDAB型PET是应用最为广泛的一类。但该PET电能变换环节多，效率与传统工频变压器相比仍存在一定差距。已有文献对多种PET损耗进行建模分析，并提出了多种效率优化方法[12-16]。现有关效率优化的方法可分为2类：硬件结构角度[12-13]和电路参数角度[14-16]。文献[12]提出通过2套CHB交错并联降低开关频率的方法来提高效率；文献[13]提出高压SiC MOSFET器件可大幅度减少PET级联模块数量，减小开关损耗；文献[14-15]提出增加死区时间和减小励磁电感可减小SRDAB开通损耗，但会增大通态损耗；文献[16]提出通过优化励磁电感和死区时间可达到总损耗最小，但是优化过程需要复杂的迭代，且只考虑了功率单向流动的情况。不同潮流方向引起的损耗差异关注较少，尤其是PET高、低压侧采用不同耐压水平的功率半导体器件时，功率流向对软开关的影响分析较少。
文中以1台1.5 MW的PET为分析对象，该PET为10 kV AC-750 V DC, 定义功率由10 kV AC流向750 V DC为整流模式，反向为逆变模式。分析了PET在2种模式下功率半导体器件的开关特性以及差异产生原因。为提高效率，文中提出一种效率优化方法，在整流模式下闭锁SRDAB整流桥，使整流侧电流只流经二极管, 可避免高、低压侧器件开关不一致带来的问题，所述方法无需额外的硬件电路和复杂的参数优化，实施简单。在PET样机进行了测试，证明了损耗分析的正确性和效率优化方法的有效性。
1 PET拓扑文中以1.5 MW的10 kV AC-750 V DC PET为例进行分析，图 1给出了PET电路的单相拓扑。由图 1可知，每相由级联的功率模块组成，每个功率模块包含一个H桥和一个SRDAB，CHB连接至10 kV的交流侧，SRDAB输出侧并联连接至750 V的直流侧。SRDAB的谐振环节由高频变压器(high frequency transformer，HFT)的漏感Lr和谐振电容Cr组成[17]。其中，C1，C2分别为模块高压侧直流电容和低压侧直流电容；uHV，uLV分别为高、低压侧高频电压；ir，ir_LV分别为高、低压侧高频电流。PET主电路的参数如表 1所示。
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图 1 PET单相电路拓扑 Fig. 1 Circuit topology of single-phase PET |
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表 1 PET主电路参数 Table 1 The parameters of PET main circuit |
PET采用传统的双闭环控制方法，即外环为低压侧直流电压环，内环为交流电流环。CHB采用单极性载波相移脉冲宽度调制(pulse width modulation, PWM)策略，一个桥臂内相邻2个功率模块载波相位相差π/N[18]。对于高频环节，SRDAB采用开环控制方法，即原、副边均为50%占空比方波[19]。由于SRDAB低压侧并联，高压侧直流电压可以自动平衡，不需要电压平衡控制。
2 PET损耗分析及效率优化 2.1 损耗分析PET的损耗可以分解为3部分，即CHB硬开关损耗、SRDAB开关损耗和HFT损耗。下面分别分析整流和逆变2种模式下的电流路径及损耗。
2.1.1 整流模式整流模式下的电流路径及损耗如图 2所示。
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图 2 整流模式 Fig. 2 Rectifying mode |
由图 2(a)可知，CHB采用单极性PWM，当功率模块输出电压从Vdc变为零时，电流从S4的二极管换流到S3的绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor, IGBT)，即电流路径从p1换流到p2，因此S3硬开关导致开关损耗。对于SRDAB，电流在半个开关周期内流过高压侧的IGBT和低压侧的二极管，低压侧开关始终处于零电压开关(zero voltage switch, ZVS)状态，开关损耗主要与高压侧的IGBT有关。
由图 2(b)-图 2(d)可知，在t1时刻前，Q2、Q3、Q6和Q7的反并联二极管导通电流ir；在t1时刻，关断开关Q2、Q3、Q6和Q7，相应的互补开关Q1、Q4、Q5和Q8经过死区时间Tdead后在t2时刻导通；在t1-t2期间，所有器件闭锁。由图 2(c)-图 2(d)可知，在Tdead期间，电压uHV几乎无变化，根据基尔霍夫电压定律，Q1和Q4的电压仍然为Vdc。在Q1和Q4导通时刻，其两端电压从Vdc逐渐下降到零，无法实现ZVS，导致Q1和Q4存在开通损耗。其中，图 2(c)为图 2(b)虚线框放大部分，从图 2(c)中发现，在导通时刻，电流ir不为零值而是负值。这是由于高、低压侧IGBT的开关速度有差异引起的，即低压侧的IGBT比高压侧的开通速度快，如图 2(d)所示。当uLV为+Vdc时，uHV仍为-Vdc，此电压差使电流ir在高频环节的初值为负，即产生了无功功率，增加了通态损耗。当谐振电流ir初值为负时，关断电流也大于零，即无法实现零电流开关(zero current switch, ZCS)，导致存在关断损耗。
2.1.2 逆变模式逆变模式下的电流路径及损耗如图 3所示。由图 3(a)可知，当H桥模块电压从Vdc变为零时，电流从S1换流到S2二极管，即电流路径从p′ 1换流到p′ 2，S1的硬开关导致了开关损耗。在相同开关电流条件下，逆变模式下S1的开关损耗与整流模式下S3的开关损耗几乎相等，因此2种模式下的CHB损耗几乎相同。对于SRDAB，电流流过低压侧IGBT和高压侧二极管，开关损耗与低压侧IGBT有关。根据高、低压侧开关器件数据说明文档，在相同电流条件下，低压侧IGBT的开关损耗几乎是高压侧IGBT的十分之一，因此开关损耗低于高压侧IGBT。此外，逆变模式下的开关特性与整流模式下有很大不同。
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图 3 逆变模式 Fig. 3 Inverting mode |
图 3(c)为图 3(b)虚线框放大部分，从图 3(b)和图 3(c)可以看出，在Tdead过程中，电压uLV从-Vdc到+Vdc缓慢增加，这说明Q5和Q8的电压在其导通前已经为零，即死区内实现了ZVS并显著降低了导通损耗；由于交流侧电压uHV，uLV在器件开通前已反转，器件的开关速度差异对交流侧电压和电流ir无影响，因此，高、低压侧也实现了ZCS，关断损耗低于整流模式。
整流和逆变2种模式在死区时间上存在差异的主要原因为：高压IGBT的N-区载流子浓度远高于低压IGBT，需要更多时间来复合载流子[12, 14]。图 3(b)、图 3(c)表明，变压器的励磁电流有助于低压侧IGBT在Tdead内实现载流子复合，使器件的电压降到零，而对于高压侧IGBT，励磁电流在Tdead内不足以实现载流子复合，因此其电压几乎是恒定的。
2.1.3 整流和逆变模式下的损耗对比为更进一步比较整流和逆变2种模式下的损耗类型，文中进行了热损耗仿真，仿真结果见表 2。
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表 2 1.5 MW下损耗对比结果 Table 2 Loss comparison results at 1.5 MW |
从表 2可以看出，在整流和逆变2种模式下，CHB和HFT损耗基本相同，而SRDAB高、低压侧损耗不同，逆变模式下SRDAB高压侧损耗大大降低，与2.1节的分析吻合。
2.2 效率优化根据上述对PET在整流和逆变2种模式下的损耗分析可知，SRDAB在2种模式下的开关特性不同。为解决高、低压侧器件开关速度不同导致的无功电流和ZCS失效的问题，文中提出一种效率优化方法，在整流模式下通过闭锁SRDAB整流桥器件Q5-Q8，整流侧电流只流经Q5-Q8的反并联二极管, 可避免高、低压侧器件Q1-Q4与Q5-Q8开关不一致带来的问题。由于低压侧开关器件闭锁，SRDAB低压侧交流电压uLV不再由低压侧器件的开关状态决定，而是由高压侧器件的开关状态决定，即高、低压侧器件开关速度不一致导致的一系列问题均被避免。因此，整流模式下采用SRDAB低压侧闭锁策略后，避免了开关速度不同所致的无功电流，以及开通时刻初始电流不为零所致的关断电流大于零的问题。其测试结果如图 4所示。
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图 4 整流模式下闭锁低压侧器件高频电压uHV，uLV和高频电流ir波形 Fig. 4 Waveforms of high-frequency voltage uHV, uLV and high-frequency current ir under block mode |
图 4(b)、图 4(c)均为图 4(a)虚线框放大部分，从图 4可以看出，无功电流被消除，同时保证了实现ZCS。对于IGBT器件，由于拖尾电流存在，其关断损耗较大，通过ZCS可减小关断损耗，进而提升效率。
3 实验验证为了验证PET在整流和逆变2种模式下损耗分析的正确性和损耗优化方法的有效性，在1.5 MW 10 kV AC-750 V DC PET上进行了实验验证，PET样机如图 5所示。
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图 5 1.5 MW 10 kV AC-750 V DC的PET样机 Fig. 5 PET prototype of 1.5 MW 10 kV AC-750 V DC |
采用功率分析仪(WT1800)测量PET在双向功率流条件下的效率，PET效率定义为：
| $ \eta = \int_0^T {{p_{{\rm{out}}}}{\rm{dt}}} /\int_0^T {{P_{{\rm{in}}}}{\rm{dt}}} $ | (1) |
式中：T为基波周期；pout为输出功率；pin为输入功率，分别测试了3种工况，即低压侧解锁整流工作模式、低压侧闭锁整流工作模式和逆变工作模式在不同功率下(功率从标幺值0.1逐步递增0.1到额定标幺值1)的效率。
PET效率测试结果如图 6所示。由图 6可知，逆变模式下效率比整流模式下效率高约1%。另外，低压侧闭锁整流工作模式相比于低压侧解锁整流工作模式效率可提高0.2%。
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图 6 效率测试结果 Fig. 6 Efficiency test results |
文中对1.5 MW的10 kV AC-750 V DC PET在整流模式和逆变模式2种模式下的损耗进行对比分析。分析结果表明，2种模式下的CHB损耗和HFT损耗基本相同，而整流模式下SRDAB损耗高于逆变模式，这主要是由于高压侧IGBT的开关损耗比低压侧IGBT损耗大很多，且高压侧IGBT中N-区存储大量电荷，载流子复合需要更长的时间，不能在死区时间内换流，无法实现ZVS；由于高、低压侧IGBT开关速度不一致也导致存在无功电流，无法实现ZCS。为此，文中提出在整流模式下采用闭锁低压侧H桥IGBT的方法，使低压侧H桥电流只流经二极管，避免高、低压侧器件开关速度不一致带来的无功电流和ZCS失效的问题，从而提高效率。在1.5 MW的10 kV AC-750 V DC PET样机上进行了效率测量，测试结果表明，额定工况下，逆变模式效率比整流模式效率高约1%，整流模式下闭锁低压侧H桥比解锁低压侧H桥可提高效率约0.2%。
本文得到国网江苏省电力有限公司科技项目“紧凑型电力电子变压器研制和示范应用研究”(J2019136)资助，谨此致谢！
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